Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона




Скачать 116.89 Kb.
НазваниеРазработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона
Дата конвертации29.10.2012
Размер116.89 Kb.
ТипОбзор


Плотников Віктор Вадимович

Севастопольський національний технічний університет

РАЗРАБОТКА ИНТЕГРАЛЬНОГО МШУ ДЛЯ ОДНОКРИСТАЛЬНОГО РАДИОПРИЕМНИКА ism ДИАПАЗОНА


Направление: Электронная техника и приборы. Радиотехника

Ключевые слова: малошумящий усилитель, коэффициент шума, каскодная схема, моделирование.

Введение


В настоящее время наблюдается тенденция уменьшения размеров и стоимости современного портативного оборудования при одновременном повышении рабочей частоты и требований к его качеству. Это обуславливает применение BiCMOS интегральных технологий для создания однокристальных радиоприемников.

Первый каскад каждого приемника, как правило, является малошумящим усилителем (МШУ). Разработка МШУ предполагает достижение компромисса в таких параметрах, как коэффициент усиления, коэффициент шума, линейность, согласование сопротивлений, устойчивость и потребляемая мощность. Однако главная задача МШУ — это снижение коэффициента шума всего приемника, поэтому минимизация коэффициента шума является важнейшим вопросом при проектировании МШУ.

Целью данной работы является разработка МШУ с как возможно меньшим коэффициентом шума для BiCMOS 0,6 μm технологии с применением САПР Cadence SpectreRF на частоту 915 МГц, которая входит в ISM диапазон (Industrial, Scientific and Medical band) и коэффициентом усиления не менее 15 дБ.

Для достижения указанной цели необходимо решить следующие задачи:

1. Провести краткий обзор источников собственных шумов транзисторов и способов уменьшения коэффициента шума МШУ.

2. Разработать схему МШУ, удовлетворяющую частотным и качественным условиям эксплуатации устройства.

3. Провести моделирование и выбор параметров разработанного МШУ в САПР Cadence SpectreRF.


  1. Обзор источников собственных шумов транзисторов и способов уменьшения коэффициента шума МШУ

Для удобства анализа МШУ обычно представляют в виде четырехполюсника. Шумы четырехполюсника характеризуют коэффициентом шума F (NF=10logF), который показывает во сколько раз данная схема уменьшает отношение сигнал/шум на выходе устройства по сравнению со входом [1]

. (1)

Коэффициент шума может быть также представлен в виде

, (2)

где и — это проводимость источника сигнала и оптимальная входная проводимость четырехполюсника соответственно; — это минимально достижимый коэффициент шума, который получается при равенстве и ; — эквивалентное шумовое сопротивление четырехполюсника.

При каскадном соединении нескольких четырехполюсников общий коэффициент шума может быть найден как

, (3)

где и — коэффициент усиления и коэффициент шума i-го четырехполюсника соответственно.

Собственные шумы биполярных транзисторов могут быть представлены в виде эквивалентных источников, как показано на рис. 1 [2], где vb — это тепловой шум, вносимый сопротивлением базы rb:



Рис. 1Эквивалентная шумовая схема биполярного транзистора


. (4)

ib — это комбинация дробового шума и фликкер-шума, вносимых переходом база-эмиттер:

, (5)

где a, b, и Kпостоянные 0,5<a<2, 0,8K находится эмпирически для фликкер-шума.

ic — это дробовый шум, зависящий от тока коллектора IC:

. (6)

Собственные шумы МОП транзисторов могут быть представлены в виде эквивалентных источников рис. 2 [2], где id — это вносимые каналом тепловой шум и фликкер-шум:



Рис. 2Эквивалентная шумовая схема МОП транзистора


. (7)

ig — это дробовый шум, зависящий от тока утечки затвора IG:

. (8)

И vg — это тепловой шум, вносимый распределённым сопротивлением затвора Rg:

. (9)

На практике шум, вносимый сопротивлением затвора минимизируют разделением одного затвора на несколько с уменьшением их ширины, что уменьшает сопротивление затвора, которое может быть найдено как

, (10)

где Rsh — удельное сопротивление материала затвора, W/L — отношение ширины к длине затвора, n — количество затворов, K равно 3 или 12 в зависимости от того, как соединяются затворы: на одном конце или на обоих соответственно.

Обычно в канале доминирует тепловой шум, поэтому средний квадрат можно представить с помощью следующего выражения:

, (11)

где gd0 — это проводимость транзистора без смещения, — коэффициент теплового шума канала.

Для длинно-канальных устройств и . При оценке используется , когда транзистор находится в режиме насыщения и , когда транзистор работает в линейном режиме. Для коротко-канальных устройств доказано [2], что gd0 гораздо больше, чем gm, а гораздо больше, чем 2/3. В результате тепловой шум значительно превышает значение, предполагаемое в стандартной модели.

Выполнив несложные преобразования представленных выражений, получим соотношения для эквивалентных источников шума, приведенных ко входу бесшумного четырехполюсника.

Эквивалентные входные источники шума для биполярных транзисторов:

; (12)

. (13)

Эквивалентные входные источники шума для МОП транзисторов:

; (14)

. (15)

Проанализировав представленные выражения для источников собственных шумов транзисторов, а также коэффициента шума четырехполюсника, можем сделать выводы о способах уменьшения шумов МШУ.

1. Для биполярных транзисторов ieq возрастает на малых частотах из-за фликкер-шума. Для МОП транзисторов на малых частотах ieq зависит только от тока утечки затвора и поэтому имеет крайне малую величину.

2. Средний квадрат veq МОП транзисторов обычно имеет большее значение, чем для биполярных по причине меньшей крутизны прямой передаточной характеристики при заданном смещении. Отсюда следует, что биполярные транзисторы более предпочтительны в устройствах с малым сопротивлением источника RS.

3. Для обоих транзисторов ieq возрастает на высоких частотах по причине уменьшения коэффициента передачи тока. veq может быть минимизировано повышением крутизны прямой передаточной характеристики транзистора, что связанно с увеличением его размеров или величины тока смещения. С другой стороны ieq пропорционально току смещения и может быть минимизировано его уменьшением, а от размеров транзистора зависит его входное сопротивление, которое влияет на согласование источника и МШУ по шуму.

4. Шумы МОП транзисторов можно уменьшить разделением одного затвора на несколько с уменьшением их ширины [3].

5. Главным инструментом уменьшения коэффициента шума для разработчиков малошумящих усилителей является выбор оптимального согласования усилителя с источником сигнала. При равенстве и теоретически можно получить минимально достижимый коэффициент шума устройства. Однако оптимальная входная проводимость устройства по шуму отличается от оптимальной входной проводимости по мощности [1]. Это разногласие приводит к поиску компромисса между получением максимального коэффициента усиления и минимального коэффициентом шума.


2. Обоснование выбора схемы

С возрастанием рабочих частот, разработчики малошумящих усилителей не могут пренебрегать емкостью коллекторного перехода в биполярных транзисторах. Емкость является отрицательной обратной связью, она снижает коэффициент усиления каскада и уменьшает изоляцию выхода от входа. Также ухудшает частотные свойства устройства. Входная емкость в схеме с общим эмиттером значительно возрастает в соответствии с эффектом Миллера Кроме того, при наличии индуктивной составляющей в сопротивлении нагрузки такая связь может привести к самовозбуждению усилителя [1]. Аналогичное влияние имеет емкость сток-затвор в МОП транзисторах, вызванная боковой диффузией легирующей примеси стока под поликремний затвора. Таким образом, необходимо искать пути устранения этого эффекта. Технические приемы, помогающие избавится от негативных влияний, данных емкостей разделены на две категории: нейтрализация и компенсация внутренней обратной связи [4].



Рис. 3 — Схемы нейтрализации внутренней обратной связи

(a) Каскодная схема; (b) Несимметричная дифференциальная схема


Метод нейтрализации заключается в отсутствии связи между точкой выхода и точкой входа. В каскодной схеме (рис. 3, a) входной транзистор Q1 включен по схеме с общим эмиттером, а выходной транзистор Q2 — по схеме с общей базой с токовым управлением. Поскольку транзистор Q2 обладает малым входным сопротивлением, равным , коэффициент усиления входного каскада по напряжению равен Благодаря этому эффект Миллера в схеме отсутствует. Поскольку коллекторные токи обоих транзисторов практически равны, общий коэффициент усиления составляет , как для обычного включения с общим эмиттером.

Другой способ нейтрализации заключается в использовании несимметричного дифференциального усилителя. Схема, реализующая этот принцип, показана на рис. 3, b. Поскольку к коллектору транзистора Q1 приложен постоянный потенциал, эффект Миллера не имеет места. Обе схемы улучшают изоляцию выхода от входа, что повышает стабильность и помогает упростить цепи согласования в радиочастотных применениях. Однако второй каскад в рассмотренных схемах вводит добавочные шумы и требует повышения напряжения питания.

Метод компенсации внутренней обратной связи заключается в обеспечении дополнительных путей прохождения сигнала. Три примера метода компенсации внутренней обратной связи емкости показаны на рис. 4.



Рис. 4 — Схемы компенсации внутренней обратной связи

(a) Дифференциальная схема; (b) Индуктивно-резонансная схема;

(c) Схема с трансформаторной обратной связью


Первая схема (рис. 4, a) использует конденсаторы для компенсации сигнала, проходящего через . Т.к. напряжения на коллекторах дифференциальной пары смещены на 180о, токи через равны по амплитуде и противоположны по фазе токам, протекающим через (если ), чем достигается нейтрализация. Такая топология требует точного равенства и вследствие того, что конденсаторы образуют положительные обратные связи, что может вызвать нестабильность при Также компенсирующие конденсаторы удваивают емкость на входах схемы, что негативно влияет на коэффициент усиления, полосу пропускания и, более того, осложняет согласование каскадах [4].

Схема, показанная на рис. 4, b, использует катушку индуктивности L, которая образует с параллельный колебательный контур, имеющий большое сопротивление на рабочей частоте. Такой метод не применяется на практике для монолитных интегральных микросхем потому, что требуется катушка со слишком большим значением индуктивности для того, чтобы она могла бы быть выполнена в интегральной технологии. Кроме того паразитная емкость нижней обкладки интегрального блокировочного конденсатора дополнительно нагружает базу и коллектор, что уменьшает крутизну передаточной характеристики транзистора, тем самым снижая усиление каскада. Это, вместе с маленькой добротностью монолитной катушки индуктивности повышает коэффициент шума усилителя.

Еще один метод компенсации (рис. 4, c) использует трансформаторную обратную связь, которая вводится магнитно-связанными катушками индуктивности, стоящими в эмиттере и коллекторе транзистора. Прохождение части выходного сигнала через трансформатор может эффективно компенсировать обратную связь, образованную паразитной емкостью . Однако реализация этой схемы также требует выполнения монолитных катушек индуктивности, что представляет определенные сложности для разработчиков интегральных микросхем.

Следует отметить, что аналогичные методы применяются и для устранения негативных проявлений емкости сток-затвор в МОП транзисторах.

Таким образом, рассмотрев достоинства и недостатки приведенный решений, выберем каскодную схему, которая эффективно устраняет эффект Миллера, улучшает изоляцию выхода от входа, что повышает стабильность и помогает упростить схемы согласования в радиочастотных применениях.

Одними из критических звеньев МШУ являются цепи смещения, которые должны работать в большом диапазоне температур и отклонений питающих напряжений, компенсировать разброс параметров активных устройств, а также предотвращать попадание высокочастотных шумов в цепи сигнала. Это обуславливает использование активных термостабильных схем смещения [2].

В рамках доступной BiCMOS технологии для реализации схемы выберем npn биполярные транзисторы, которые обладают большим отношением gm/Ic и быстродействием по сравнению с n-канальными МОП транзисторами. Также биполярные транзисторы обладают меньшими по сравнению с МОП транзисторами размерами при равном коэффициенте усиления и коэффициенте шума [5].


  1. Результаты разработки

Р
Рис. 5 — Исследуемый МШУ


азработанная схема (рис. 5) является каскодным усилителем с активными цепями смещения. Ее моделирование проводилось в САПР Cadence SpectreRF. Размеры транзисторов усилителя выбраны из условия обеспечения необходимого коэффициента усиления и согласования с источником сигналов. Параметры элементов цепей смещения выбирались из необходимости минимизации коэффициента шума, получения достаточного коэффициента усиления и линейности для заданных токов смещения.

Схема моделирования МШУ показана на рис. 6. В качестве источника сигнала используется порт (port 1), имеющий сопротивление 50 Ом. В качестве нагрузки используется колебательный контур, настроенный на 915 МГц и порт (port 1), который имеет сопротивление, равное входному сопротивлению предполагаемого следующего каскада — смесителя. Напряжение питания Vcc=5 В. Для согласования используется внешняя П-образная цепь. Смещения задаются источниками постоянного тока. Т.к. предполагается, что колебательный контур и цепь согласования и будут строиться на основе дискретных компонентов, то используются модели катушек индуктивности и конденсаторов данных цепей, приближенные к реальным компонентам.



Рис. 6 — Схема моделирования МШУ


Как и ожидалось, в результате моделирования получили неоднозначность при выборе номиналов элементов цепи согласования. Это можно увидеть на рис. 7, который показывает зависимости коэффициента передачи и коэффициента шума от величины индуктивности в цепи согласования. При лучшем согласовании по усилению получаем увеличение коэффициента шума и наоборот. Было принято решение о выборе номинала катушки индуктивности, соответствующего согласованию по шуму.

В результате разработки получен коэффициент шума на рабочей частоте равный 1,6 дБ при коэффициенте усиления по напряжению 20,7 дБ и обратном коэффициенте передачи s12= –27,7 дБ. Полученные частотные зависимости этих параметров представлены на рис.8.



Рис. 7 — Зависимости (a) коэффициента передачи; (b) коэффициента шума от величины индуктивности в цепи согласования



Рис. 8 — Частотные зависимости

(a) коэффициента шума (—) и минимально достижимого

коэффициента шума (- - -); (b) коэффициента передачи;

(c) обратного коэффициента передачи


Потребляемая мощность МШУ равна 21 мВт, точа IIP3, характеризующая интермодуляционные искажения, равна 1,1 дБм.

Выводы


Проведен обзор источников собственных шумов транзисторов и методов уменьшения коэффициента шума МШУ, результаты которого использовались практически при разработке.

Разработана схема малошумящего усилителя для BiCMOS 0,6 μm технологии и проведено ее моделирование в САПР Cadence SpectreRF. Данная схема является каскодным усилителем с активными цепями смещения. В результате моделирования подобраны параметры элементов схемы для получения наиболее приемлемых характеристик таких, как коэффициент усиления, коэффициент шума, линейность, устойчивость, обратный коэффициент передачи. Получены следующие результаты для рабочей частоты f=915 МГц и напряжения питания Vcc=5 В: коэффициент шума NF=1,6 дБ, коэффициент усиления Kу=20,7 дБ, обратный коэффициент передачи s12= –27,5 дБ, потребляемая мощность 21 мВт, IIP3=1,1 дБм.

Таким образом разработанный МШУ удовлетворяет техническим требованиям и обладает низким коэффициентом шума. Он может быть применен на практике в качестве первого каскада однокристального приемника ISM диапазона.

Направлением дальнейших исследований является изучение влияния интегральной топологии МШУ на его параметры.


Перечень ссылок

[1] RF microelectronics / Behzad Razavi.—New Jersey: Prentice Hall PTR,1998. —335 p.

[2] The RF and microwave handbook / I. Golio. —Б.М.: CRC Press LLC, 2001. — 1356p.

[3] J-S. Goo, H-T Ahn, D.J. Ladwig, Z. Yu, T.H. Lee, R.W. Dutton “A noise optimization technique for integrated low-noise amplifiers,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 37, pp. 994-1002, august 2002.

[4] D.J. Cassan, J.R. Long, “A 1-V transformer-feedback low-noise amplifier for 5-Ghz Wireless LAN in 0,18-μm CMOS,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 38, pp. 427-435, march 2003.

[5] Analysis and design of analog integrated circuits / P.R. Gray, P.J. Hurst, S.H. Lewis, R.G. Meyer. — 4 ed. —Б.М.: Б.И, 2000. — 875 p.

Добавить в свой блог или на сайт

Похожие:

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconКурсовая работа: разработка интегрального
Научиться составлять электрические схемы аналоговых устройств на основе биполярных и полевых транзисторов

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconИнтегрального чистого риска
При этом рассматривается интегральный риск как объект смешанного финансирования, состоящий из критического, приемлемого и остаточного...

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconВопросы по дисциплине "электронные, сверхвысокочастотные и квантовые приборы " (часть 2)
Определение диапазона сверхвысоких частот. Свойства и особенности электромагнитных колебаний диапазона свч

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconИсследование причин, лежащих в основе диапазона индивидуальных различий и пределов изменения диапазона
Дифференциальная психология изучает индивидуальные различия между людьми группами людей

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconРазработка магнетронА миллиметрового диапазона с улучшенными эксплуатационными характеристиками
Работа выполнена в Федеральном государственном бюджетном образовательном учреждении высшего профессионального образования Саратовский...

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconПетербургский Государственный Университет Телекоммуникаций им проф. М. А. Бонч-Бруевича курсовой проект «Проектирование радиоприёмника ам сигнала»
Имс, содержащая активные элементы с элементами схемы питания. При выполнении данного курсового проекта проводится разработка перспективных...

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconАнализ профилей мод интегрального анизотропного оптического волновода методом конечных элементов
Целью настоящей работы является математическое моделирование дисперсионных характеристик и профилей мод интегрального оптического...

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconDas Social(ism) Service 1ac 1/ 13 5

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconExact name of the company (as defined per 2 of ism code)

Разработка интегрального мшу для однокристального радиоприемника ism диапазона iconИсследование и разработка цифровых средств пакетной связи свч-диапазона на основе сложных широкополосных сигналов
Диссертация выполнена в Уральском государственной техническом университете – упи на кафедре “Технологии и средства связи”


Разместите кнопку на своём сайте:
lib.convdocs.org


База данных защищена авторским правом ©lib.convdocs.org 2012
обратиться к администрации
lib.convdocs.org
Главная страница